Klasse B versterkers

Inleiding

In Tabel 2 hernemen we een overzicht van de verschillende versterkers die we bespreken in de leerlijn analoge elektronica. In het vorige hoofdstuk bespraken we de laagfrequent versterkers die slechts 1 vermogentransistor gebruiken in de laatste trap (daar waar het meeste vermogen verbruikt wordt). In dit hoofdstuk bespreken we de laagfrequent versterkers die 2 of meer vermogentransistor gebruiken in de laatste trap. Dit geeft een duurder ontwerp van de versterker, maar zoals we later zullen zien, geeft dit een veel efficientere implementaties. Als een gevolg hiervan kan de duurdere aanschafkost gemakkelijk terugewonnen worden door het lager energieverbruik.

Tabel 2 Indeling van de vermogenversterkers

	laagfrequent of breedband	hoogfrequent of resonant
1 transistor in de vermogentrap	Klasse A	Klasse C Klasse F Klasse E
2 of meer transistors in de vermogentrap	Klasse B Klasse G	Klasse D

Basisschema

Schema voor DC werking

Fig. 23 toont het basisschema van de Klasse B versterker. We herkennen een bipolaire npn en pnp transistor. Beide transistors staan in gemeenschappelijke collector configuratie. Op deze manier werkt de vermogentransistor als stroomversterker. De spanning aan de basis wordt (op de redelijk constante basis-emitter offset na) doorgegeven naar de collector. De stroom aan de collector wordt echter met de factor \(\beta_F\) van de bipolaire transistor versterkt.

Fig. 23 Basisschema van de klasse B versterker voor DC werking.

Het is belangrijk in dit schema de verschillende bouwblokken te herkennen. Fig. 24 toont deze bouwblokken. We hebben natuurlijk in de eerste plaats de belasting \(R_L\). Deze wordt hier symbolish weergegeven als een weerstand, maar kan in de praktijk eender welke actuator zijn die vermogen opneemt in fase met de belasting.

Daarnaast zien we (in de groene box) zowel het pull-up netwerk als het pull-down netwerk aangeduid.

In het schema van Fig. 23 zien we dat er zowel een AC-pad als een DC-pad tussen beide voedingen (\(V_{DD}\) en -\(V_{DD}\)) en de belasting mogelijk is.

Fig. 24 Basisschema van de klasse B versterker voor DC werking met aangeduide bouwblokken.

Om dit schema te kunnen simuleren in SPICE, geven we nummers aan de verschillende knopen, zoals je kan zien in Fig. 25. Deze nummers kan je dan vervolgens terugvinden in de spice-listing.

Fig. 25 Basisschema van de klasse B versterker voor DC werking.

Spice Listing 4 basis Klasse B circuit

Klasse B versterker
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC	+15V
VNEG 9 0 DC	-15V
*
*  input source
VS1 1 0	DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 8 1 2 QNPN
Q2 9 1 2 QPNP
*
* Load resistance
RL1 2 0	100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

De simulatie (zie Fig. 26) van de spice code Spice Listing 4 geeft duidelijk de dode zone aan bij de nuldoorgang van de spanning. In Fig. 27 bekijken we deze nuldoorgang in meer detail.

Fig. 26 De klasse B versterker: stromen en spanningen als functie van de tijd.

Fig. 27 De klasse B versterker: detail van de stromen en spanningen als functie van de tijd in de buurt van de nuldoorgang.

Fig. 28 toont de stroom door als functie van de spanning over de transistor voor de npn transistor. Voor de pnp transistor bekomen we dezelfde grafiek.

Fig. 28 De klasse B versterker: de stroom door een npn transistor als functie van de spanning.

Schema voor enkel AC werking

In heel wat implementaties is een DC pad naar de belasting niet gewenst. Hierbij denken we bijvoorbeeld aan een luidspreker. Een DC stroom bij een luidspreker geeft een vaste offset van de conus die de lucht aanstuurt. Dit geeft heel wat verliezen en geeft ook een asymmetrische weergave van het geluid. Dit geeft belangrijke vervormingen en ook ook ongewenste hoger tonen. In Fig. 29 zien we de condensator \(C_{out}\) aan de uitgang. Deze zorgt ervoor dat er geen DC stroom naar de uitgang loopt. Deze condensator wordt na het opstarten opgeladen tot de gemiddelde spanning van de emitters van beide powertransistors. Normaal is deze spanning de helft van \(V_{DD}\) maar indien er een andere gemiddelde spanning op deze knoop zit zal deze condensator deze offset opvangen.

Om de AC uitgangsignalen zo goed mogelijk door te laten, is het aangewezen \(C_{out}\) zo groot mogelijk te nemen. Van de andere kant moet er natuurlijk ook me rekening gehouden worden dat hoe groter \(C_{out}\) is, hoe langere het duurt eer de evenwichtswaarde op de condensator bekomen wordt. Bovendien wordt \(C_{out}\) duurder als hij groter wordt gekozen.

Om de AC ingangsignalen zo goed mogelijk door te laten, is het aangewezen \(C_{in}\) zo groot mogelijk te nemen. Ook hier gelden de aspekten van opstarttijd en kostprijs.

Een ander substantieel voordeel van het schema voor AC sturing is dat er maar 1 voeding nodig is. Dit is in vele gevallen een belangrijke besparing op de kost van het circuit.

Fig. 29 Basisschema van de klasse B versterker voor AC werking.

Aangezien in de meeste gevallen de nodige voedingsspanning voor de AC aansturing (\(V_{DD2}\)) het dubbele is in vergelijking met de aansturing nodig bij het gebruik van \(+V_{DD}\) en \(-V_{DD}\), zullen we in het verder verloop van dit hoofdstuk in eerste instantie de formules afleiden voor \(V_{DD}\). Je kan de in de meeste van deze formules \(V_{DD}\) vervangen door \(\frac{V_{DD}}{2}\) om deze te gebruiken voor AC aansturing.

Gebruik van de voorinstelspanning

Aangezien de dode zone zoals aangegeven in Fig. 26 en Fig. 27 duidelijk problematisch is voor de werking van het schema in de buurt van de nuldoorgang, is het aanbrengen van een voorinstelspanning tussen beide basissen van de vermogentransistors eerste dat moet gebeuren om een nuttig klasse B versterkerschema te bekomen. We kunnen op 3 manieren een voorinstelspanning bekomen:

• Aan de hand van een weerstand tussen de NPN en de PNP transistor

• Aan de hand van een aantal diodes tussen de pull-up transistors en de pull-down transistors

• Aan de hand van een circuit met een NPN transistor tussen de pull-up transistors en de pull-down transistors

Naast het circuit dat voor de voorinstelspanning zorgt tussen beide bassissen moeten we natuurlijk ook ervoor zorgen dat de nodige stroom kan vloeien vanuit \(V_{DD}\) naar de basis van de NPN transistor en vanuit de basis van de PNP transistor naar ofwel -\(V_{DD}\) of de grond. Hiervoor kiezen we in eerste instantie de twee weerstanden \(R_1\) en \(R_2\). In een later stadium zullen we hiervoor ook betere alternatieven voorstellen.

Hiermee rekening houdende worden deze 3 mogelijkheden hieronder uitgewerkt.

Weerstand als voorinstelspanning

De keuze van een weerstand als voorinstelspanning is in eerste instantie de meest eenvoudige om te implementeren (zie Fig. 30). Deze implementatie heeft echter verschillende nadelen.

• We willen met de voorinstelspanning de spanning van de basis-emitter diode nauwkeurig volgen. Deze diodespanning gaat dalen bij toenemende temperatuur, waardoor de stroom verder gaat stijgen als de spanning dezelfde blijft. De stijging van de stroom gaat dan de interne temperatuur nog verder laten toenemen waardoor dit onstabiele effect zichzelf versterkt.

• Als er variaties op de voedingsspanning zijn, gaan deze variaties een invloed hebben op de voorinstelspanning.

Fig. 30 Basisschema van de klasse B versterker met weerstand als voorinstelspanning.

Diodes als voorinstelspanning

Fig. 31 Basisschema van de klasse B versterker voor DC werking met diode voorinstelspanning.

Transistor als voorinstelspanning

Fig. 32 Basisschema van de klasse B versterker voor DC werking met een transistor als voorinstelspanning.

Hieronder tonen we de spice listing van de klasse B versterker waarbij we een voorinstelspanning voorzien tussen de basissen van de npn en de pnp transistor. Deze voorinstelspanning is hier uitgevoerd door diodes. in Fig. 33 merken we hierbij op dat dit tot gevolg heeft dat er toch een stroom blijft lopen door de transistor die niet in geleiding is. Dit noemen we de klasse AB werking van deze klasseB versterker.

Spice Listing 5 Klasse B circuit met voorinstelspanning

Klasse B versterker
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +15V
VNEG 9 0 DC -15V
*
VS2 10 0 DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
D1  13 10   DNOM
RB1 13 8    10K
Q11 8 13 12 QNPN
*
D2  10 14   DNOM
RB2 14 9    10K
Q12 9 14 12 QPNP
*
RL2 12 0 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Fig. 33 De klasse B versterker: stromen en spanningen als functie van de tijd.

In de grafiek (Fig. 34) wordt dit nog duidelijker.

Fig. 34 De klasse B versterker: de stroom door een npn transistor als functie van de spanning.

We kunnen ook proberen de dode zone weg te werken aan de hand van feedback, zoals in het onderstaande schema aan de hand van een opamp. Op het eerste zicht lijkt dat te lukken, als we de simulatie in Fig. 35 bekijken. De \(V_{in}\) en \(V_{out}\) liggen zo goed als volledig op elkaar dat we het verschil niet merken. Enkel als we heel erg inzoemen, zoals in Fig. 36 lijkt er een klein verschil te zijn langs de nuldoorgang. Laat je hierbij echter niet vangen. Deze simulatie is gedaan met een ideale OpAmp, waarvan de stijgsnelheid niet realistisch is. Wanneer we diezelfde simulatie hernemen met een realistische OpAmp, zie onder, blijft dit bijna ideale gedrag niet behouden.

Spice Listing 6 SPICE code met OPAMP feedback

.title Klasse B versterker  PUSH-PULL PLACED IN OPAMP FEEDBACK LOOP
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +15V
VNEG 9 0 DC -15V
*
VS3 20 0 DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
Q21 8 23 22 QNPN
Q22 9 23 22 QPNP
RL3 22 0 100
*
XOpAmp 20 22 8 9 23 8 opamp
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Fig. 35 De klasse B versterker teruggekoppeld met een ideale OpAmp: stromen en spanningen als functie van de tijd.

Fig. 36 De klasse B versterker teruggekoppeld met een ideale OpAmp: stromen en spanningen als functie van de tijd in de nabijheid van de nuldoorgang.

Fig. 37 De klasse B versterker: de stroom door een npn transistor als functie van de spanning.

Spice Listing 7 SPICE code met OPAMP feedback

.title Klasse B versterker  PUSH-PULL PLACED IN OPAMP FEEDBACK LOOP
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +2.5V
VNEG 9 0 DC -2.5V
*
VS3 20 0 DC 0 SIN(0V 1VPEAK 10KHZ)
*
Q21 8 23 22 QNPN
Q22 9 23 22 QPNP
RL3 22 0 100
*
XOpAmp 20 22 8 9 23 8 opamp
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Fig. 38 De klasse B versterker met lagere voedingsspanning teruggekoppeld met een ideale OpAmp: stromen en spanningen als functie van de tijd.

Echter, wanneer we een realistisch model van een opamp invoeren, zoals de LMV981-N van Texas Instruments, zien we een heel ander gedrag in de dode zone.

Fig. 39 De klasse B versterker met lagere voedinsspanning teruggekoppeld met een realistisch OpAmp model LMV981-N: stromen en spanningen als functie van de tijd.

Driver stage

Om de vermogentransistors van de klasse B versterker goed aan te sturen, zijn er, naast de voorinstelling tussen beide transistors, ook nog de elementen nodig die het pull-up gedeelte stroom vanuit de voeding \(V_{DD}\) levert en die stroom vanuit het pull-down gedeelte afvoert naar -\(V_{DD}\) of naar de grond. In de bovenstaande schema’s wordt dat gedaan door respectievelijk \(R_1\) en \(R_2\). We kunnen de aansturing nog een stuk efficienter maken door de pull-down afvoer te implementeren met een transistor, zoals je kan zien in Fig. 40. We merken op dat de transistor in de driver stage werkt als een Klasse A versterker met het geheel van de klasse B versterker als belasting. Dat wil zeggen dat deze transistor ook de juiste instelling moet krijgen. Voor de verdere invulling van de transistor in de driver stage verwijzen we naar het hoofdstuk van de Klasse A versterker. Een belangrijk voordeel is hier ook dat deze driver stage niet alleen de stroom versterkt maar ook de spanning. Dit wil zeggen dat we niet noodzakelijk een full swing ingangsignaal nodig hebben om een full swing output signaal te kunnen bekomen.

Fig. 40 Basisschema van de klasse B versterker met driver stage.

Stroombron

In Fig. 40 zien we dat de werking van de weerstand \(R_1\) eigenlijk het omgekeerde is als we zouden willen. Als de uitgang \(V_{out}\) 0V is, staat er veel spanning over \(R_1\) en levert \(R_1\) dus veel stroom, terwijl er weinig stroom nodig is. Omgekeerd, wanneer de uitgang \(V_{out}\) dicht bij \(V_{DD}\) is staat er weinig spanning over \(R_1\) en levert \(R_1\) dus heel weinig stroom. Het is eigenlijk beter \(R_1\) te vervangen door een constante stroombron. We zien een implementatie hiervan in Fig. 41.

Fig. 41 Basisschema van de klasse B versterker met stroombron.

Verhoging van het afgeleverde vermogen

De power transistors in een klasse B versterker werken in principe als spanningsvolgers (met een offset) maar zijn in staat veel meer stroom te leveren aan de belasting (\(R_L\)) dan de driver trap. In principe kan elke power transistor de stroom met een factor \(\beta_F\) vergroten. In een aantal gevallen is deze stroomversterking nog niet voldoende. In deze sectie bespreken we de mogelijkheden om meer stroomversterking te bekomen.

Het Darlington Transistor paar

We kunnen meer driver stroom bekomen door 2 power transistors van hetzelfde type achter elkaar te schakelen, zoals in Fig. 42. De totale stroomversterking die we dan bekomen is dan het product van beide stroomversterkingen [1].

\[ I_C(T_1)= \beta_1 I_B(T_1)\]

\[ I_E(T_1)= (\beta_1 +1) I_B(T_1)\]

\[ I_C(T_2)= \beta_2 I_B(T_2) = \beta_2 (\beta_1 +1) I_B(T_1)\]

\[ I_E(T_2)= (\beta_2 +1) I_B(T_2) = (\beta_2 +1)(\beta_1 +1) I_B(T_1) \]

\[ I_C(Darlington)= I_C(T_1)+I_C(T_2) = \beta_1 I_B(T_1)+ \beta_2 (\beta_1 +1) I_B(T_1)= (\beta_1 + \beta_2 (\beta_1 +1)) I_B(T_1)\]

\[ I_E(Darlington)= I_E(T_2) = (\beta_2 +1)(\beta_1 +1) I_B(T_1) \]

\[ \beta_+ = \beta_1 \beta_2 +\beta_1 +\beta_2 \]

Fig. 42 Darlington paar.

Spice Listing 8 SPICE code van een Darlington paar

Darlington
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 3 1 2 QNPN
Q2 3 2 0 QNPN
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)

Fig. 43 Transfer characteristiek Darlington paar

Het schema in Fig. 42 heeft echter 3 problemen:

• thermal runaway

• lage stroomversterking \(\beta_F\) bij heel lage stromen aan de basis

• De voorinstelspanning moet verdubbelen.

We kunnen de configuratie van het Darlington paar verbeteren door emitter degeneratie toe te voegen aan de eerste transistor (zie Fig. 44).

Op het eerste zicht lijkt het dat het schema in Fig. 44 ook een dubbele voorinstelspanning gaat nodig hebben, maar dat is niet het geval. De voorinstelspanning in enkel belangrijk bij kleine ingangssignalen, dus in de buurt van de nuldoorgang. Bij deze signalen speelt de tweede transistor geen enkele rol, als we de emitterdegeratie doorgevoerd hebben.

Fig. 44 Darlington paar met emitter degeneratie.

Spice Listing 9 SPICE code van een Darlington paar met emitter degeneratie

Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 3 1 2 QNPN
Q2 3 2 0 QNPN
RED 2 0 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)

Fig. 45 Transfer characteristiek Darlington paar met emitter degeneratie

Het is natuurlijk belangrijk dat we zowel voor de NPN als voor de PNP de stroom vergroten aan de hand van een Darlingtonpaar. Het schema dat er bekomen wordt, kan uitgewerkt worden voor elk van de bovenstaande Klasse B versterkerschemas. Wanneer we dit doen voor het schema in Fig. 29 bekomen we het schema in Fig. 46

Fig. 46 De klasse B versterker met 2 opeenvolgende drive transistors.

Wanneer we een Darlington paar toevoegen in het schema van Fig. 41 krijgen we het schema in Fig. 47

Fig. 47 Klasse B versterker met Darlington paar.

Opdracht 1 (Toevoeging van Darlington transistorparen)

Vervang de vermogentransistors in elk van de schema’s van de voorinstelspanning door Darlington transistorparen

Het complementaire Darlington Transistor paar

Fig. 48 toont het schema van complementaire transistor paar en Spice Listing 10 toont de spice code om de werking van dit Darlington paar te simuleren aan de hand van 2 ideale transistors met een \(\beta_F\) van 50. Het resultaat (in Fig. 49) toont dan ook een stroomversterking van 2500 van zodra de emmitter-collectorspanning groter is dan ongeveer 0.7 V.

Fig. 48 Complementair Darlington paar

Spice Listing 10 SPICE code van het Complemetaire Darlington paar

Complementaire Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 2 1 0 QNPN
Q2 0 2 3 QPNP
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

Fig. 49 Transfer characteristiek complementair Darlington paar

Ook voor dit schema is het relevant om emitter-degeneratie in te voeren. Fig. 50 toont dit schema met emitter-degeneratie. De spice code is te vinden in Spice Listing 11. We merken in Fig. 51 dat we een \(\beta_F\) van ongeveer 50 bekomen zolang de basisstroom beneden de 150 \(\mu A\) is, en daarboven wordt de \(\beta_F\) 2500.

Fig. 50 Complementair Darlington paar met emitter degeneratie

Spice Listing 11 SPICE code van het complementaire Darlington paar met emitter degeneratie

Complementaire Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 2 1 4 QNPN
Q2 0 2 3 QPNP
RED 4 0 100
R2 2 3 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

Fig. 51 Transfer characteristiek complementairDarlington paar met emitter degeneratie

NPN vermogentransistors in de eindtrap

Aangezien de mobiliteit van de elektronen in silicium hoger is dan de mobiliteit van de gaten, zal bij gelijke doperingsprofielen de performantie van de NPN transistor hoger zijn dan deze van de PNP em bovendien zal de NPN minder opwarmen. Daarom kan het voordelig zijn van NPN tranistors te gebruiken voor beide vermogentransistors in de laatste trap.

Merk op dat we in alle schema’s van de klasse B versterker steeds het pull-up netwerk aanvangen met een NPN en het pull-down netwerk met een PNP. Aan de hand van Darlington paren of complementaire Darlington paren kunnen we het type van de transistor veranderen in de ketting van de verdere stroomversterking, maar de globale labels (Emitter, Collector, basis) van de pull-up en pull-down blokken blijven deze van de eerste stap in dit blok.

Efficientie van de Klasse B versterker

De theoretische berekening van de efficientie als functie van de uitsturing benaderen we in eerste instantie door enkel de stroom van het pull-up netwerk en het pull down netwerk te bekijken.

\[ \mu = \frac{P_{out}}{P_{in}} = \frac{P_{ac}}{P_{DC}}\]

met de uitsturing (\(x\)) gedefinieerd als \(\frac{V_{ac}}{V_{DD}}\).

Beveiliging van de Klasse B vermogentransistors

Waar en hoe is beveiliging nodig?

Als eerste voorbeeld gebruiken we hier de 2N2222A NPN transistor. Dit is een typische NPN transistor die reeds ontwikkeld werd in 1962 met een \(\beta_F\) van ongeveer 100. De datasheet geeft de nodige details over de maximale stroom (600 mA), maximale spanning (40V) en maximaal vermogen (1.8W). Zonder extra koeling toe te voegen zien we dat hier de maximale vermogenbegrenzing de bepalende factor gaat zijn. Wanneer we een begrenzing kiezen die lineair verloopt tussen een kortsluitstroom van 240 mA en open-klemmen spanning van 30V kunnen verhinderen dat deze transistor te warm wordt (oranje lijn in Fig. 52). Het is duidelijk dat voor vele vermogenversterkers deze transistor te beperkt is.

De datasheets en spice modellen van heel wat meer recente transistors kunnen we online terugvinden. De MJD41C is geschikt voor maximale stromen tot 6A en spanningen tot 100V.

Fig. 52 Beveiliging van bipolaire transistors op maximale stroom, maximale spanning en maximaal vermogen.

Beveiliging tegen overstroom

Fig. 53 toont een eerste schema dat beveiliging tegen overstroom toevoegt. Het basisprincipe bij elke stroombeveliging is dat er gekeken wordt naar de stroom aan de uitgang van respectievelijk het pull-up en het pull-down netwerk (de groene blokken in Fig. 53). Wanneer de stroom hier de hierboven aangegeven maximale stroom overschrijdt, grijpt het blok dat gekleurd is in Cyaan in. Dit gebeurt door de stroom aan de ingang van het groene blok rechtstreeks naar de uitgang te verbinden.

Fig. 53 Beveiliging van bipolaire transistors op maximale stroom.

Fig. 54 Klasse B versterker met overstroombescherming.

We merken op dat de overstroombeveiliging moet optreden bij de maximale stroom. In dit geval zal, in het geval van een Darlington paar, ook de tweede transistor actief zijn. Dit heeft dan ook tot gevolg dat we het schema van Fig. 54 moeten uitbreiden met een extra diode in het geval van een Darlington paar. Dit tonen we in Fig. 55.

Fig. 55 Klasse B versterker met overstroombescherming.

Een belangrijk nadeel van de schema’s hierboven is dat ze slechts ingrijpen bij overstroom als de spanning over de weerstand \(R_I\) ongeveer 0.7V bedraagt. Dit is normaal geen probleem als er gewerkt wordt met een hoge voedingsspanning \(V_{DD}\), bv 80V. Indien er echter met een lage voedingsspanning gewerkt wordt, geeft het spanningsverlies over \(R_I\) een belangrijk deel van het vermogenverlies. Een alternatieve oplossing om dat vermogenverlies te voorkomen is het plaatsen van een veel kleinere meetweerstand \(R_I\) tussen de belasting en de grond en de gemeten spanning te versterken in de terugkoppeling of de aanstuur IC.

De oplossing in Fig. 56 is wel een minder robuuste oplossing, aangezien deze afhangt van de terugkoppeling en/of de IC, en dat het daardoor minder zeker is dat de beveiliging in alle omstandigheden zal ingrijpen.

Fig. 56 Klasse B versterker met overstroombescherming in de load

Beveiliging tegen overspanning

Het basisconcept van een beveiliging tegen overspanning is dat de spanning over de transistor gemeten wordt aan de hand van een weerstand.

Fig. 57 Beveiliging van bipolaire transistors op maximale spanning.

Fig. 58 Klasse B versterker met overspanningsbescherming.

Beveiliging tegen te hoog vermogen.

De beveiliging tegen te hoog vermogen voeren we in door een lineaire combinatie van de beveiliging tegen te hoge stroom en de beveiliging tegen te hoge spanning. De spanning aan de basis van \(T_B\) (\(V_b(T_B)\))is de som van de spanning over \(R_I\) (\(V_{over}(R_I)\)) en de spanning over \(R_{v1}\). Deze laatste herschrijven we dan weer als een spanningsdeling van de spanning over de vermogentransistors.

\[ V_b(T_B) = R_I I_{door} + \frac{R_{v1}}{R_{v1} + R_{v2}} V_{over} \]

Als we stellen dat de beveiligingstransistor ingrijpt wanneer de basis-emitterspanning 0.7V wordt, is de vergelijking xx de vergelijking van een rechte in de outputkarakteristiek van de vermogentransistor. In de outputkarakteristiek plotten we \(I_{door}\) als functie van \(V_{over}\), zoals getoond in Fig. 52. Door de parameters \(R_{v1}\), \(R_{v2}\) en \(R_{I}\) juist te kiezen bepalen we de gewenste beveiliging.

Fig. 59 Beveiliging van bipolaire transistors op maximale stroom, maximale spanning en maximaal vermogen.

In Fig. 60 passen we dit concept toe vertrekkende van het schema van Fig. 47.

Fig. 60 Klasse B versterker met bescherming tegen overspanning,overstroom en te groot vermogen.

Filtering aan de ingang

In de meeste gevallen zijn er ook ongewenste signalen aan de ingang en het is niet efficient om deze ook mee te versterken. Daarom is het efficient om deze signalen weg te filteren aan de ingang. In Fig. 29 wordt dit reeds gedaan voor de DC component in het signaal. Deze is niet nuttig indien we enkel het AC signaal aan de uitgang bekomen. We kunnen echter een heel stuk beter doen.

Hoogdoorlaatfilter aan de ingang

Fig. 61 toont hoe we een hoogdoorlaatfilter aan de ingang van een klasse B versterker kunnen realiseren.

Fig. 61 Klasse B versterker met hoogdoorlaatfilter aan de ingang.

Merk op dat in Fig. 61 de weerstand \(R_f\) ook dienst doet als bias weerstand van de driver transistor, aangezien \(-V_{DD}\) < 0. De nodige bias stroom van deze transistor bepaalt dus de keuze van \(R_f\). Dit wil zeggen dat alleen \(C_f\) kan gebruikt worden om de hoogdoorlaatfilter te ontwerpen.

Laagdoorlaatfilter aan de ingang

Fig. 62 toont hoe we een laagdoorlaatfilter aan de ingang van een klasse B versterker kunnen realiseren.

Fig. 62 Klasse B versterker met laagdoorlaatfilter aan de ingang.

We merken op dat in Fig. 62 de weerstand \(R_f\) de ingang (\(V_{in}\)) belast. We moeten bij het ontwerpen van de driver van \(V_{in}\) ermee rekening houden dat deze de nodige stroom hiervoor moet kunnen leveren.

Banddoorlaatfilter aan de ingang

De hoogdoorlaatfilter in Fig. 61 en de laagdoorlaatfilter in Fig. 62 kunnen gecombineerd worden in een banddoorlaatfilter zoals getoond wordt in Fig. 63. Dit is de meest eenvoudige oplossing om een banddoorlaatfilter te bekomen overeenstemmende met de gewenste karakteristieken van het signaal. Er zijn heel wat mogelijkheden om nog veel betere ingangsfilters te ontwerpen. Dit is echter niet het doel van deze cursus. Hiervoor verwijzen we naar de cursus toegepaste analoge Elektronica [2]

Fig. 63 Klasse B versterker met Banddoorlaatfilter aan de ingang.

Fig. 64 toont de bandpass filter op zich, in de veronderstelling dat de stroom door \(R_{f2}\) veel groter is dan de ingangsstroom aan de basis van de driver transistor. In dat geval mogen we deze basisstroom verwaarlozen en kunnen we stellen dat de uitgangsspanning van het filter bekomen wordt door de spanningsdeling van de 2 impedanties \(Z_1\) en \(Z_2\) als:

\[ \frac{V_{filter}}{V_{in}} = \frac{Z_2}{Z_1+ Z_2} = \frac{1}{\frac{Z_1}{Z_2}+ 1} \]

met

\[ Z_1 = \frac{1}{j \omega C_{f1}} + R_{f1} \]

en

\[ \frac{1}{Z_2} = j \omega C_{f2} + \frac{1}{R_{f2}} \]

Hieruit volgt:

\[ \frac{V_{filter}}{V_{in}} = \frac{1}{(\frac{1}{j \omega C_{f1}} + R_{f1})(j \omega C_{f2} + \frac{1}{R_{f2}})+ 1} \]

We kunnen dit verder uitwerken tot:

\[ \frac{V_{filter}}{V_{in}} = \frac{1}{R_{f1}C_{f2}} \frac{j \omega}{ (j \omega)^2 +j \omega (\frac{1}{R_{f1} C_{f1}} + \frac{1}{R_{f2}C_{f2}} + \frac{1}{R_{f1}C_{f2}} )+ \frac{1}{R_{f1} C_{f1}R_{f2}C_{f2} } } \]

We zien dat we 1 nulpunt en 2 polen hebben voor \(j \omega\). Deze 2 polen vinden we door de vierkantsvergelijking van de noemer op te lossen naar \(j \omega\). De doorlaatband is bepaald door de band tussen de pool bij de laagste frequentie en de pool bij de hoogste frequentie.

Fig. 64 Banddoorlaatfilter voor aan de ingang.

Opdracht 2 (Berekening laagdoorlaat en hoogdoorlaatkarakteristiek)

Hierboven hebben we de banddoorlaatfilter uitgerekend die overeenkomt met Fig. 63. Reken ook de filterkarekteristieken uit van de hoogdoorlaatfilter in Fig. 61 en de laagdoorlaatfilter in Fig. 62.

Zelftest via Flashcards

\(\,\!\)

Klik op de vraag als je je antwoord wil nakijken. Klik op next om de volgende vraag te bekomen.