Klasse A versterkers#
Indeling vermogenversterkers#
In Tabel 1 geven we een overzicht van de verschillende versterkers die we zullen bespreken in de leerlijn analoge elektronica. In dit hoofdstuk behandelen we de klasse A versterkers. Zoals je in de tabel kan zien, zijn dit versterkers die aan een lage frequentie werken en ook niet een resonant kring hebben zijn. Bovendien is er slechts 1 transistor die het vermogen van de finale trap gaat leveren. Natuurlijk zijn er normaal heel wat andere transistors aanwezig in het schema maar die werken op een veel lager vermogen, dit is een veel lagere stroom en in vele gevallen ook een veel lagere spanning.
laagfrequent of breedband |
hoogfrequent of resonant |
|
|---|---|---|
1 transistor in de vermogentrap |
Klasse A |
Klasse C |
2 of meer transistors in de vermogentrap |
Klasse B |
Klasse D |
Een versterker versterkt het ingangssignaal om een groter uitgangssignaal te bekomen. Het uitgangssignaal wordt naar een andere versterkertrap of een uitgangsapparaat gestuurd. De versterking waarover sprake is de AC-versterking van het signaal. Toch is de DC-instelling minstens even belangrijk voor een goede werking van de versterker.
Vermogenversterkers worden gebruikt wanneer het uitgangsapparaat een groot vermogen nodig heeft. Doel: Vermogen (stroom en spanning) leveren aan een belasting, bijvoorbeeld: Luidsprekers in een audio systeem Motorvoeding in een analoog servomechanisme Antenne voor radio-transmissie Het rendement van de versterker speelt een belangrijke rol. Omdat het geleverde vermogen zo groot is, wordt warmteafvoer anders een te groot probleem.
Vermogenversterkers komen typisch voor in de laatste trap van een elektronisch systeem. In het geheel van het systeem wordt er gewerkt met relatief kleine spanningen en vooral kleine stromen. Vermogenverliezen zijn derhalve niet belangrijk. In de laatste trap moeten dan de signalen versterkt worden om de belasting te kunnen aandrijven (zie voorbeeld in de figuur hieronder). En het kunnen aandrijven van de belasting is het onderwerp van deze cursus. De vermogenversterkers voor hoogfrequent signalen komen niet aan bod in deze cursus.
Het rendement van een versterker: is de verhouding van het nuttig AC vermogen in de belasting tot het gemiddeld DC vermogen afgenomen uit de voeding, ligt tussen en , wordt meestal uitgedrukt in %. ηAC = rendement, = nuttig AC vermogen geleverd aan de belasting RL, PVcc(DC) = gemiddeld DC vermogen afgenomen uit de voeding Vcc.
Meestal is het nodige vermogen in de belasting gekend ( ). Het nodige vermogen van de versterker is dan: De opwarming van de versterker zelf is dan: Een goede koeling is dus nodig bij grote vermogens, bij een slecht rendement.
Meestal zijn er meerdere trappen nodig. De laatste trap levert het eigenlijke vermogen en wordt de eindtrap genoemd. Eindtrappen voor groot vermogen vereisen normaal ook een aanzienlijk stuurvermogen. Er wordt dan ook vaak een speciale aandrijftrap ontworpen, “driver” genoemd, volgens de vereisten van de eindtrap. driver eindtrap
In de meeste gevallen zullen we eerst de spanningen versterken tot het gewenste niveau en in de daarna volgende stappen de stromen versterken. Vooral de laatste stappen, waar grote spanningen grote stromen voorkomen zijn in het ontwerp het belangrijkst aangezien hier de grootste verliezen optreden.
Een versterker kan zowel aan in- als aan uitgang: “single-ended” zijn differentieel zijn De waarde van een single-ended signaal wordt bepaald ten opzichte van de grond. De waarde van een differentieel signaal wordt bepaald door het verschil te nemen tussen beide ingangen en/of uitgangen.
Belastingen die vermogen vragen hebben een belangrijke resistieve component.
Belastingen die niet zuiver resistief zijn, kunnen in principe door een passend filter resistief gemaakt worden.
In wat verder volgt, beschouwen we de versterker met een resistieve belasting.
Een klasse A versterker wordt als vermogenversterker gebruikt.
Een klasse A versterker bestaat uit een enkele vermogentransistor (bipolaire transistor).
Daarom beschouwen we eerst de mogelijkheden om een bipolaire transistor in te stellen (DC).
Het DC-instelpunt is de DC-spanning waarop de AC-spanning (die versterkt moet worden) is gesuperponeerd.
De vertrekbasis voor het ontwerp van een klasse A versterker is de karakteristiek van de vermogentransistor, zoals in de slide hierboven getoond wordt. Er zijn 3 beperkingen voor elke bipolaire transistor:
Maximale stroom door de transistor
Maximale spanning over de transistor
Maximaal vermogen gedissipeerd door de transistor. Dit laatste is afhankelijk van de koeling van de transistor.
Daarnaast zijn er natuurlijk ook de eigenschappen zoals de voorwaartse spanning van de basis-emitter diode en de stroomversterking \(\beta\).
Punt B is de beste keuze:
zo groot mogelijke spanningszwaai
zo groot mogelijke stroomzwaai
lineaire versterking
Bij de keuze van de DC instelling is het belangrijk om zowel een grote spanningszwaai over de transistor te kunnen bekomen alsook een grote stroomzwaai over de transistor. Met deze karakteristieken lijkt het punt B de beste keuze, Op het einde van dit hoofdstuk komen we op deze keuze in detail terug.
belasting (RL)
Dit is het eerste klasse A schema waarvan we de instelling gaan uitwerken.
DC-equivalent: Alle condensatoren zijn open. VCC is ontdubbeld om het circuit te kunnen analyseren.
Voor de DC-instelling moeten we zowel IB (basisstroom) als IC (collectorstroom) en VC (collectorspanning) goed krijgen. Dit wil zeggen dat we de volgende parameters juist moeten kiezen:
RB: De basisweerstand
RC : De collectorweerstand
VCC: de voedingsspanning
Opl.:
IB = 47.08 µA
IC = 2.35 mA
VCE = 6.83 V
VB = 0.7 V
VC = 6.83 V
VBC = -6.13 V
Q-punt = DC-instelpunt
We gebruiken de transistorkarakteristieken om het DC instelpunt (Q) te bepalen. Hiervoor variëren we parameters:
De basisstroom IB
De belastingsweerstand RC
De voedingsspanning VCC De invloed van elk van deze parameters wordt aanschouwelijk voorgesteld op de volgende pagina’s.
[] Robert L. Boylestad, “Electronic Devices and Circuit Theory”, e edition, Copyright © by Pearson Education, Inc. Upper Saddle River, New Jersey
De eerste parameter die we kunnen variëren is de basisstroom IB. We zien dat door een hogere basisstroom IB het DC instelpunt Q telkens op een hogere curve komt te liggen.
[] Robert L. Boylestad, “Electronic Devices and Circuit Theory”, e edition, Copyright © by Pearson Education, Inc. Upper Saddle River, New Jersey
Deze figuur toont de invloed van de weerstand RC. We zien dat door het verhogen van RC van R naar R, het DC instelpunt Q horizontaal opschuift. [] Robert L. Boylestad, “Electronic Devices and Circuit Theory”, e edition, Copyright © by Pearson Education, Inc. Upper Saddle River, New Jersey
Bereken de vereisten voor Vcc, RC en RB voor een vaste bias configuratie met de gegeven belastingslijn.
Oplossing:
Vcc = 20V
RC = 2 kΩ
RB = 772 kΩ
Een tweede schema van de Klasse A versterker voert bijkomend emitter degeneratie in. Dit gebeurt aan de hand van de extra weerstand RE. De reden hiervoor is dat VBE van een bipolaire transistor gaat dalen als de temperatuur stijgt. In het geval dat de instelling niet mag verschuiven tussen het opstarten van de versterker (i.e. wanneer de vermogentransistor koud is) en het normale verbruik (i.e. wanneer de transistor warm is) is het nuttig emitter degeneratie in te voeren. Ook wanneer er pieken van zware belasting kunnen optreden en het gedrag van de versterker niet anders mag zijn na deze belastingspieken, is het goed emitter degeneratie in te voeren.
De berekening van de basisstroom IB verloopt nu op de bovenstaande wijze.
Een eenvoudig model kan hiervoor worden opgesteld, waarbij RE (b+1) maal groter is dan de nominale waarde.
De ingangsweerstand \(R_i\) is nu ook \(R_{E}\) (b+1).
De emitter-collector lus wordt op gelijkaardig wijze berekend.
Bereken de DC-instelling van IB, IC, VCE, VC, VE, VB en VBC
Oplossing:
IB = 40.1 µA
IC = 2.01 mA
VCE = 13.97 V
VC = 15.98 V
VE = 2.01 V
VB = 2.71 V
VBC = -13.72 V
Q-punt = DC-instelpunt
Vorige configuraties: DC-instelling van IC en VCE afhankelijk van β β is temperatuursafhankelijk β is niet nauwkeurig gekend Deze configuratie: DC-instelling onafhankelijk van β
benadering bij βRE ≥ R
VB kan alleen maar onafhankelijk zijn van de ingangsstroom IB indien Ri veel groter is dan R
Bereken de DC-instelling van IC en VCE.
Oplossing:
IC = 0.838 mA
VCE = 12.35 V
De oplossing aangegeven in de slide is uitgewerkt in de veronderstelling dat
bRE >>> R 2(zie slide 33, rechter bovenhoek). Dan bekomen we dat VB= 2 V. We kunnen ook de parallelschakeling uitrekenen zoals in de figuur van slide 33. Dan komen we uit dat VB= 1.996 V Vervolgens wordt dan:
VE=1.266V en dan hebben we IE= 0.844 mA
IB =IE/(1+b)
IB wordt dan 5.99 uA
IC wordt dan 0.838 mA.
VCE= 22-1.266-8.38=12.35 V.
We zien dat de benadering in de bovenhoek van slide 33 een verschil geeft van 1.7% ten opzicht van het meer nauwkeurigere resultaat.
Het rendement bedraagt hierbij ten hoogste 8.3 % Deze versterker is dus nauwelijks bruikbaar als vermogenversterker Vdd
Rendement van ten hoogste 25 % (bij volle uitsturing)
25 % vermogenverlies in de transistor
50 % vermogenverlies als DC stroom in de weerstand
De meeste belastingen (bv luidsprekers) laten geen DC stroom toe Vdd
Het maximale rendement wordt hier op een gelijkaardige wijze als op de vorige pagina bepaald. Het is al een factor 3 beter. Maar dit volstaat nog niet. Luidsprekers laten geen DC stroom toe omdat de boxen dan geen symmetrische zwaai kunnen bekomen.
Voor de drie configuraties die we hebben beschouwd, is de belasting (RL=RC) steeds serieel gevoed. De meeste belastingen (bv. luidsprekers) laten echter geen DC-stroom toe en kunnen dus niet serieel gevoed worden.
Bereken het ingangsvermogen, uitgangsvermogen en rendement voor onderstaande versterker voor een ingangsspanning die resulteert in een basisstroom met een piekwaarde van mA.
Laat ons eerst naar het DC instelling kijken, dus zonder het AC signaal Vi dat dan later 10 mA AC aan de basis zal leveren. De basis van de bipolaire transistor die aangestuurd wordt staat 0.7 V hoger als de emitter die op 0 staat. Dus over de weerstand RB staat 19.3 V. Deze weerstand is 1 KOhm, dus de DC basisstroom is 19.3 mA. Deze wordt 25 maal versterkt dus de collectorstroom is 482.5 mA.
In het totaal (instellingweerstand+vermogentransistor) moet de 20V voeding dus 482.5 mA+19.3 mA= 501.8 mA leveren. Dit is 10.036 Watt in het totaal. In de weerstand RB (instelling) verbruiken we 0.37 W (19.3 mA x 19.3V) en in de vermogentransistor en RC samen 9.6W (482.5 mA* 20 V) Vervolgens kijken we naar het AC vermogen. Er wordt door de bron 10 mA piek AC aangestuurd naar de basis. Als een gevolg hiervan bekomen we 250 mA aan de collector. Dit geeft een AC vermogen in Rc: Pac= Rac/2 * Iac* Iac= 0.625W.
In de elektronica kijken we vaak naar het rendement van de laatste trap, de verbruiker van het grootste vermogen, zonder de instelling of voortrappen. Het is ook het gemakkelijkste en vraagt het minste rekenwerk. Indien dat gevraagd is, is
mu= 0.625 W/ 9.6 W = 6.5 %
Wanneer echter het systeemrendement gevraagd wordt, moet je alle verliezen en verbruikers inbrengen en kom je nog lager uit. In dit geval is het echter nog eenvoudig:
mu = 0.625 W/ 10.036 W = 6.2 %
R’L = gereflecteerde belasting
DC-belastingslijn: weerstand van de primaire winding ≈ 0 Ω (in werkelijkheid enkele Ω) AC-belastingslijn: gereflecteerde belasting R’L
Bereken het AC-vermogen dat geleverd wordt aan de 8 Ω luidspreker. De DC-instelling resulteert in een basisstroom van 6 mA en het ingangssignaal resulteert in een basisstroom zwaai van 4 mA. De karakteristiek van de transistor is gegeven in de grafiek aan de rechterkant.
Oplossing: P_{R_L AC}= 0.477 W
Deze lijn verloopt zeer stijl
Enkel de weerstand R’ is van belang
Stabiele instelling is belangrijk om te voorkomen dat er in een zone van te hoge dissipatie gekomen wordt
Excursie boven de voedingsspanning
actieve element moet hiervoor bemeten zijn.
Helling=/nRL Idoor Vover Vdd Helling=/R’ max P max Vover
inductieve belasting
resistieve belasting maar laag frequent
Wanneer er niet geldt wL >> RL
gevolg : tijdelijk in hoge dissipatie
AC vermogen wordt bepaald door een rechthoek waarvan de zwaai de diagonaal is
Kies de DC instelling zodanig dat het DC verbruik beperkt is
Idoor Vover Vdd
Laag rendement (nooit boven de 50 %)
vooral laag bij beperkte uitsturing
Opgepast met het verbreken van de belasting:
de nieuwe belastingslijn ligt nu horizontaal
de opgestapelde energie in het spoel zal leiden tot een veel te hoge spanning over de transistor
Ontwerp een klasse A versterker met een luidspreker als belasting (8 Ohm) en een nuttig muziekvermogen van 10 W.
De wikkelverhouding van de gekozen transformator is n=5 met een weerstand van de primaire wikkeling R’= 1 Ohm.
De vermogentransistor heeft een verzadigingsspanning van 0.3 volt en \(\beta_F\) van 20.
Wat is de nodige voedingsspanning?
Hoe groot is de DC instelstroom aan de basis?
Wat is de maximale spanning in het circuit bij maximaal vermogen?
Wat is de maximale stroom in het circuit bij maximaal vermogen?
Hoe groot is de AC stroomamplitude aangelegd aan de basis om 1 W muziekvermogen te bekomen? Wat is dan het rendement?
Basisschema#
Het basisschema van de klasse A versterker vinden we terug in Figuur 22. Om hiervan een Spice simulatie te maken, nummeren we de verschillende knopen in dit netwerk zoals je kan zien in Figuur 23.
Figuur 22 Basisschema van de Klasse A versterker.#
Figuur 23 Basisschema van de Klasse A versterker.#
Overeenkomende Spice listing#
De overeenkomende spice listing wordt dan:
* Spice file van een eenvoudige Klasse A versterker
R_R6 0 1 8
R_R7 3 2 1
L1_TX1 3 4 25m
L2_TX1 1 0 1m
K_TX1 L1_TX1 L2_TX1 1.
Q_Q5 4 5 0 Q2
I_I4 0 5 SIN(17m 15m 10k) DC=17m
V_VDD 2 0 66V
.model Q2 NPN(Is=14.34p BF=20 )
Vergelijk deze Spice list aandachtig met Figuur 23. Voor elk element, met uitzondering van de transformator, vinden we de 2 of 3 knopen terug die ook in het schema staan. De uitgang wordt belast met een weerstand van 8 \(\Omega\). De weerstand van de primaire wikkeling van de transformator is natuurlijk ongewenst maar we kunnen deze niet zomaar verwaarlozen. We moeten dit correct inbrengen om een realistische simulatie te bekomen. We doen dit door een weerstand van 1 \(\Omega\) te plaatsen tussen knopen 2 en 3. Voor de vermogentransistor (Q5) nemen we in deze simulatie een bipolaire transistor. In het model van deze transistor (de naam van het model is Q2) zien we dat deze transistor een voorwaartse stroomversterking (\(\beta_F\)) heeft van 20.
De transformator TX1 implementeren we in spice aan de hand van de 2 spoelen L1_TX1 en L2_TX1 die gekoppeld worden door de koppeling K_TX1. De koppelingsfactor is 1. Uit de ratio van de 2 spoelwaardes (\(\frac{25 mH}{1 mH}\) =25) kunnen we ook de wikkelverhouding (N) afleiden: \( 5 = \sqrt{25}\).
De bovenstaande netwerkcode simuleren we in Spice. Figuur 24 toont zowel de stromen (rechts) als de spanningen (links) als functie van de tijd.
Figuur 24 Klasse A versterker: stromen en spanningen als functie van de tijd.#
Het is ook altijd interessant om van dezelfde simulatie de stroom door de transistor versus de spanning over de transistor te plotten. Dit zien we in Figuur 25.
Figuur 25 Belastingskarakteristiek van de klasse A versterker.#
Wanneer we de spoelwaarde van de primaire en de secundaire wikkeling heel erg sterk verhogen (zonder de wikkelverhouding van 5 hierbij aan te passen), valt het faseverschil tussen de stroom en de spanning weg en krijgen we een plot waarbij we een mooi lineair verband zien tussen stroom en spanning, zowel over de primaire (blauwe curve) als over de secundaire wikkeling (orange curve) (zie Figuur 26). De spice code voor deze simulatie met aangepaste wikkelverhouding kan je hieronder terugvinden.
* Spice file van een eenvoudige Klasse A versterker
R_R6 0 1 8
R_R7 3 2 1
L1_TX1 3 4 25
L2_TX1 1 0 1
K_TX1 L1_TX1 L2_TX1 1.
Q_Q5 4 5 0 Q2
I_I4 0 5 SIN(17m 15m 10k) DC=17m
V_VDD 2 0 66V
.model Q2 NPN(Is=14.34p BF=20 )
Figuur 26 Stroom-spanningsrelaties voor de primaire en de secundaire wikkeling in het geval van een grote inductantie van de spoelen.#
Het verschil in fase tussen de stroom door de transistor en de spanning over de transistor kunnen we ook verkleinen door de frequentie te verhogen. In de onderstaande spice listing is de frequentie van de stroombron I4 aan de basis van de bipolaire transistor verhoogt van 10 kHz naar 100 kHz. Uit de simulatie in Figuur 27 zien we dat ook hier weer een bijna lineair verloop tussen stroom en spanning wordt bekomen.
* Spice file van een eenvoudige Klasse A versterker
R_R6 0 1 8
R_R7 3 2 1
L1_TX1 3 4 25m
L2_TX1 1 0 1m
K_TX1 L1_TX1 L2_TX1 1.
Q_Q5 4 5 0 Q2
I_I4 0 5 SIN(17m 15m 100k) DC=17m
V_VDD 2 0 66V
.model Q2 NPN(Is=14.34p BF=20 )
Figuur 27 Stroom door de transistor versus spanning over de transistor in het geval van aansturing aan 100 kHz.#
We kunnen de simulatie van het ogenblikkelijk vermogen in Figuur 28 ook integreren over een aantal periodes. We bekomen dat het gemiddeld vermogen:
Het gemiddelde inputvermogen gedurende de 10 eerste periodes is 22.44 W
Het gemiddelde vermogenverlies in de transistor gedurende de 10 eerste periodes is 13.78 W
Het gemiddelde vermogen aan de uitgang gedurende de 10 eerste periodes is 8.50 W
De gemiddelde efficentie gedurende de 10 eerste periodes is 37.89 %