Klasse B versterkers

Laagfrequent versterkers
met 2 vermogentransistor

Jan Genoe

Februari 2026

In dit hoofdstuk bespreken we de Klasse B versterker. Deze versterker vereist meer actieve elementen en is dus duurder in ontwerp maar levert een veel hoger rendement op. Hij is dus veel goedkoper in gebruik en vereist veel minder koeling.

Situering

• Invoering van symmetrie
  • 2 transistors die elk de helft van de tijd in geleiding zijn
  • DC werkingspunt in een zone van geringe dissipatie
    • geen stroom door beide transistors
• Benamingen
  • balansschakeling
  • push-pull (duw-trek)
• Complexere schema’s in vergelijking met klasse A, maar een hoger rendement
  • duurder in fabricatie
  • goedkoper in werking

Basis schema

Basisschema

Basisschema

• NPN en PNP type transistor zijn beide de helft van de tijd in geleiding (bij sinusvormige sturing)
• Ook voor DC toepassingen bruikbaar

Pull-up en Pull Down

Benoeming knopen

SPICE code

Klasse B versterker
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC	+15V
VNEG 9 0 DC	-15V
*
*  input source
VS1 1 0	DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 8 1 2 QNPN
Q2 9 1 2 QPNP
*
* Load resistance
RL1 2 0	100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

Verloop van Stroom en Spanning

Detail stroom en spanning rond nuldoorgang

Stroom door en spanning over

AC schema

• Geen aftakkingen op de voeding nodig
  • Goedkopere voeding
• Geen gevaar voor drift
  • In de DC versie geeft drift van het instelpunt belangrijke DC stromen door de belasting.

Transistor instelling

• Basissen worden gezamenlijk gestuurd met dezelfde spanning
• Beide transistors zijn emitter volgers
  • spanningsversterking = 1
  • stroomversterking $\beta$

Cross-over en distorsie

Gebruik van de voorinstelspanning

Gebruik van de voorinstelspanning

Voorinstelspanning

Spanningsdeler als instelspanning

Diodes als instelelement

Diodes als instelelement

Voorinstelspanning met diodes

SPICE code: voorinstelspanning met diodes

Klasse B versterker
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +15V
VNEG 9 0 DC -15V
*
VS2 10 0 DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
D1  13 10   DNOM
RB1 13 8    10K
Q11 8 13 12 QNPN
*
D2  10 14   DNOM
RB2 14 9    10K
Q12 9 14 12 QPNP
*
RL2 12 0 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Stromen en spanning (met voorinstelspanning)

Stroom door en spanning over (met voorinstelspanning)

Voorinstelspanning met transistor

Hulptransistor als instelelement

Eisen voor de voorspanning

• De voorspanning mag nooit te groot worden.
  • Een te grote voorspanning brengt beide transistors gelijktijdig in geleiding, zodat de voeding kortgesloten wordt.
• De voorspanning mag kleiner worden maar als het signaal door 0 gaat moet ze de ingestelde waarde hebben
• Het optimale gedrag voor de voorspanning is dus een spanningsbron met een lage impedantie

Principe van emitter degeneratie

Laat ons eerst even de weerstand R_3 wegdenken. Dan is V_3 gelijk aan 0V en dan is V_1 aan $V_{BE}$. Als we de stroom die in de basis instroomt constant zouden houden, zou de $V_{BE}$ (=V1) dalen met 2 mV per graad Celsius dat de temperatuur stijgt. In dit geval houden we echter de V_1 constant, waardoor de stroom met 8% gaat stijgen. We willen tegengaan dat de stroom (veel) gaat stijgen, bv maar 2% in plaats van 8%. Hoe kunnen we dat bekomen? Als de temperatuur stijgt, zou normaal de stroom veel stijgen, maar als we tegelijk de $V_{BE}$ kleiner kunnen maken zal de stroom minder dan normaal stijgen. Hoe kunnen we $V_{BE}$ kleiner maken met stijgende stroom? Wel $V_{BE}$= V_1-V_3, dus als V_3 groter wordt, wordt $V_{BE}$ kleiner. En we kunnen V_3 groter maken als de stroom stijgt door de stroom door de weerstand te laten lopen. Dit hebben we uitgewerkt met 2 voorbeelden van R_3: Een voorbeeld waar de stroomstijging 0.066% per graad Celcius is, in plaats van 8% per graad Celcius. Een voorbeeld waar de stroomstijging 2% per graad Celcius is, in plaats van 8% per graad Celcius. Het tweede voorbeeld lijkt minder goed, maar heeft het belangrijk voordeel dat er veel minder spanning verloren wordt.

Emitter degeneratie

Emitter degeneratie

Overbruggingsdiodes

Overbruggingsdiodes

Luie zone

Actieve diodes = transistors

Actieve diodes = transistors

Driver stage

Driver stage

Stuurtrap (driver)

Stel dat de belasting door een sinus van +40 tot -40 volt moet kunnen aangestuurd worden. We gaan dan een voeding gebruiken van bv 84.8V Stel dat de belasting met 10A moet kunnen gestuurd worden, dan zullen we bv 10 mA nodig hebben aan de basis van T1, dus staat er over Rs 1 V en moet Rs 100 Ohm zijn. Maar we komen ook aan -40V op de uitgang en dan staat er over Rs 42.4V en loopt er door Rs een stroom van 824 mA, dus bijna 1 A. Deze is niet nodig want bij -40V werkt de bovenste transistor niet en al deze stroom loopt door T4. We kunnen eigenlijk de stroom door de tak van Rs beter constant houden, namelijk de gehele tijd op 10 mA, wat nodig is. Hoe kan dat: door een stroombron. We gebruiken een bipolaire transistor met een vaste stroom aan de basis en daardoor zal de stroom door deze insteltak ook constant 10 mA blijven.

Driver Stage

Stroombron als belasting voor de driver

Stroombron als belasting driver trap

Verhoging van het afgeleverde vermogen

Verhoging van het afgeleverde vermogen

Darlington Paar

SPICE code

Darlington
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 3 1 2 QNPN
Q2 3 2 0 QNPN
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)

Transfer characteristiek Darlington paar

Darlington Paar met emitter degeneratie

SPICE code

Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 3 1 2 QNPN
Q2 3 2 0 QNPN
RED 2 0 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)

Transfer characteristiek Darlington paar

Darlington Paar als drive transistors

Darlington Paar als drive transistors

Complementair Darlington paar

SPICE code complementair Darlington paar

Complementaire Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 2 1 0 QNPN
Q2 0 2 3 QPNP
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

Transfer characteristiek complementair Darlington paar

Complementair Darlington paar met emitter degeneratie

SPICE code complementair Darlington paar met emitter degeneratie

Complementaire Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 2 1 4 QNPN
Q2 0 2 3 QPNP
RED 4 0 100
R2 2 3 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

Transfer characteristiek complementair Darlington paar met emitter degeneratie

PNP vermogentransistors

PNP vermogentransistors zijn

• minder goed,
• minder robust,
• minder betrouwbaar,
• of duurder

dan de vergelijkbare NPN component.

• We vervangen de grootste PNP transistors door NPN transistors.
• T’2 verhuist daardoor van plaats en we moeten de diode terug invoeren.
• We zijn een belangrijk deel van de symmetrie terug kwijt.

Schema met NPN eindtrap

Bijkomende trap met invoering symmetrie

In het schema van slide 19 hebben de weerstanden in de vermogentrap een dubbele functie:

• emitter degeneratie
• spanningsval opbouwen evenredig met de stroom, tot de spanning aan 0.7 volt komt. Vanaf dan neemt de volgende trap over. De stroom door de weerstand neemt nu niet meer verder toe.

In het schema van slide 23 is de tweede functie naar de collector kant van T2 verschoven. Maar dan is de emitterdegeneratie niet meer gelijkaardig (symmetrisch) aan beide kanten. Dit lossen we op door de extra diode.

In het schema van slide 24 zijn beide functies volledig gesplitst:

• Een weerstand voor emitterdegeneratie staat aan de emitter kant
• meten van de stroom staat aan de collector kant.

De theoretische berekening van de efficiëntie als functie van de uitsturing benaderen we in eerste instantie door enkel de stroom van het pull-up netwerk en het pull down netwerk te bekijken.

$$\mu=\frac{P_{out}}{P_{in}}=\frac{P_{ac}}{P_{DC}}$$

met de uitsturing (x) gedefinieerd als $\frac{V_{ac}}{V_{DD}}$.

Dissipatie en rendement

Om het DC vermogen te berekenen, moeten we het product van spanning en stroom uit de voedingen integreren over een periode T en delen door de periode T. We kunnen hierop de volgende vereenvoudigingen toepassen: Omdat beide voedingen symmetrisch zijn, hoeven we het maar voor een voeding uit te rekenen, en kunnen we het resultaat vermenigvuldigen met 2. Omdat de stroom gedurende de tweede helft van de periode is, hoeven we maar te integreren tot T/2.

Vergelijking rendement

Dissipatie per transistor

• De dissipatie is maximaal voor een uitsturing van 63%.
• Deze dissipatie is kleiner dan de helft van het maximale AC vermogen.
• Per transistor is dit maar 1/4 van het maximale AC vermogen.
• Bij een klasse A is de maximale dissipatie het dubbele van het maximale AC vermogen.
• Voor een gelijk vermogen zullen de transistors van een klasse A versterker ongeveer 10 maal groter (en duurder) zijn.

Invoering van terugkoppeling

Invoering van terugkoppeling

Vermogentrap zonder terugkoppeling

Vermogentrap met terugkoppeling

SPICE code: 5V input swing

Klasse B versterker met OPAMP terugkoppeling
VPOS 8 0 DC +15V
VNEG 9 0 DC -15V
VS3 20 0 DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
Q21 8 23 22 QNPN
Q22 9 23 22 QPNP
RL3 22 0 100
XOpAmp 20 22 8 9 23 8 opamp
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Terugkoppeling: stromen en spanningen

Nuldoorgang van de stromen en de spanningen

Stroom door de transistor als functie van de spanning over

SPICE code: 1V input swing

Klasse B versterker met OPAMP terugkoppeling
VPOS 8 0 DC +2.5V
VNEG 9 0 DC -2.5V
VS3 20 0 DC 0 SIN(0V 1VPEAK 10KHZ)
Q21 8 23 22 QNPN
Q22 9 23 22 QPNP
RL3 22 0 100
XOpAmp 20 22 8 9 23 8 opamp
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Ideale OpAmp

Realistische OpAmp: LMV981-N

Nodige Voedingsspanning

Nodige Voedingsspanning

Nodige voedingsspanning klasse B

Nodige voedingsspanning

Beveiliging van de Klasse B vermogentransistors

Beveiliging van de Klasse B vermogentransistors

Beveiliging tegen kortsluiting-overbelasting

Stroombeveiliging van een bipolaire transistors

Stroombegrenzing

Stroombegrenzing

Stroom meting in de load

Beveiliging van een bipolaire transistors

Overspanningsbegrenzing

Beveiliging van een bipolaire transistors

Beveiliging tegen kortsluiting-overbelasting

Begrenzing spanning, stroom en vermogen

Globaal schema

Filtering aan de ingang

Filtering aan de ingang

Hoogdoorlaatfilter aan de ingang

Laagdoorlaatfilter aan ingang

Banddoorlaat filter aan de ingang

Details banddoorlaatfilter

I would rather have questions that can't be answered
than answers that can't be questioned.

Richard Feynman